基于可編輯邏輯器件實現(xiàn)ADPLL的應(yīng)用設(shè)計

傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)（APLL）有較短的鎖定時間，可以保證參考時鐘源和輸出時鐘的穩(wěn)態(tài)相差。但其中心頻點受VCO的限制而范圍較小，環(huán)路帶寬較寬；當(dāng)參考源出現(xiàn)瞬斷或者參考時鐘源切換時，VCO輸出時鐘頻率會出現(xiàn)較大的相位瞬變。

隨著數(shù)字電路技術(shù)的發(fā)展，特別FPGA技術(shù)的普遍應(yīng)用，采用FPGA實現(xiàn)全數(shù)字鎖相環(huán)（ADPLL）的應(yīng)用越來越多。ADPLL設(shè)計簡單、應(yīng)用方便。本文介紹一種采用FPGA實現(xiàn)的ADPLL，該ADPLL用于產(chǎn)生SDH設(shè)備的外同步輸出時鐘。該鎖相環(huán)具備傳統(tǒng)的APLL的俘獲時間短、有穩(wěn)定的相差的優(yōu)點，同時也具備DPLL的中心頻點可編程調(diào)整、能夠?qū)崿F(xiàn)平滑源切換的優(yōu)點。

1、體結(jié)構(gòu)及基本工作原理

外同步輸出時鐘產(chǎn)生的整體結(jié)構(gòu)框圖如下圖1所示：

圖1 ADPLL的整體結(jié)構(gòu)框圖

方案的主體部分為一個ADPLL。ADPLL和傳統(tǒng)的PLL一樣，環(huán)路主要由鑒相器（PD）、濾波器（LF）、數(shù)字控制時鐘輸出（DCCO）3部分組成。PD將參考時鐘clk_ref和clk_div（由clk_out進行N分頻得到，環(huán)路鎖定后頻率和clk_ref一致）進行相差鑒別，輸出up或者down信號指示時鐘相位的超前、滯后關(guān)系。LF模塊將up和down，用高速時鐘clk_h進行相差計數(shù)，并采用數(shù)字濾波算法，給出相位調(diào)整指示adjust。DCCO模塊，由高速時鐘clk_h在相位調(diào)整指示adjust的作用下進行受控分頻得到。環(huán)路通過負反饋調(diào)整，實現(xiàn)輸出時鐘clk_out和clk_ref的同步。

ADPLL工作的高速時鐘（即圖1中的clk_h）采用SDH設(shè)備的系統(tǒng)時鐘155.52MHz，輸出的外同步時鐘clk_out頻率為2.048MHz，DCCO模塊采用受控小數(shù)分頻設(shè)計。外同步時鐘根據(jù)用戶需要可以從多路參考源中任選1路，由參考源選擇模塊實現(xiàn)。設(shè)計中，所有參考源的時鐘頻率都分頻到100Hz進行鑒相，即clk_ref和clk_div的頻率都為100Hz。

2、 全數(shù)字鎖相環(huán)路的詳細設(shè)計實現(xiàn)

輸入的各路參考源的相差是不確定的，當(dāng)參考源切換時，選擇后的信號clk_ref必然會出現(xiàn)相位的突變；這種相位的突變最大可能達半個clk_ref周期，即源切換后瞬間，clk_ref和clk_div的相差最大可能達±5ms。源切換產(chǎn)生的相位跳變，在APLL中會導(dǎo)致壓控電壓突變，導(dǎo)致輸出時鐘的頻率突變，無法實現(xiàn)平滑源切換。而在DPLL中，可以通過調(diào)整濾波算法，逐步改變壓控電壓，保證輸出時鐘頻率的緩慢變化。

這里設(shè)計的ADPLL，我們通過2個方面來保證平滑源切換環(huán)路：1、負反饋時鐘采用初始受控分頻設(shè)計，當(dāng)參考源切換時，通過受控分頻保證了clk_ref和clk_div的初始相差小于半個clk_out時鐘周期。2、通過環(huán)路濾波算法，逐步改變adjust的調(diào)整頻率，保證源切換時輸出時鐘頻率平滑變化。

2.1 初始受控分頻設(shè)計

當(dāng)源切換時，輸出至少1個clk_div時鐘周期的1電平信號ref_change，指示當(dāng)前參考源進行了源切換。當(dāng)ref_change為1時，clk_div信號重新由clk_out在clk_ref的受控下分頻得到；同時，屏蔽掉該鑒相周期的up和down輸出，避免adjust出現(xiàn)誤調(diào)整。

采用如下圖2的電路邏輯設(shè)計初始受控分頻，可以保證初始分頻后，clk_div和clk_ref的相差小于半個clk_out時鐘周期，即小于244ns。清零信號clr_div只在ref_change為1時使能；鎖相環(huán)正常跟蹤情況下，clk_div為自由分頻得到。

圖2 相差小于半周的初始受控分頻設(shè)計電路

在參考源切換后，clk_out與clk_ref的初始相位關(guān)系有2種可能：clk_out超前或者滯后。當(dāng)clk_out相位超前時，則上圖中ref_dly_n將clk_ref的沿踩中；當(dāng)clk_out相位滯后時，則上圖中ref_dly_p將clk_ref的沿踩中；2種情況，最后都在下同一個clk_out周期取clk_ref的上沿，然后進行受控分頻。按此設(shè)計的受控分頻設(shè)計，可以保證初始受控分頻后，產(chǎn)生的clk_div和clk_ref的相差總在半個clk_out周期以內(nèi)。

2.2 環(huán)路濾波設(shè)計

這里，我們完全采用數(shù)字電路邏輯實現(xiàn)環(huán)路濾波算法。環(huán)路濾波設(shè)計中，相位調(diào)整指示adjust由頻率調(diào)整控制adjust_f和相位調(diào)整控制adjust_p兩部分共同組成。

頻率調(diào)整控制adjust_f的產(chǎn)生：

1）、鎖相環(huán)開始工作時的初始值adjust_f［0］=0。

2）、根據(jù)當(dāng)前鑒相周期鑒出的相差phase［n］（用155M時鐘對up和down進行計數(shù)綜合得到），和上一個鑒相周期鑒出的相差phase［n-1］進行比較：

當(dāng)（phase［n］－phase［n-1］） 》 1，則adjust_f［n］＝adjust_f［n-1］ – 1；

當(dāng)（phase［n］－phase［n-1］） 《 -1，則adjust_f［n］＝adjust_f［n-1］ + 1；

其他情況，adjust_f［n］＝adjust_f［n-1］，保持不變。

3）、adjust_f［n］的范圍控制在±127以內(nèi)。

4）、當(dāng)|phase［n］－phase［n-1］|大于1000，即相差突跳了6.4us時，說明參考源可能出現(xiàn)突跳，此時輸出源抖動指示，重新進行初始受控分頻。

頻率調(diào)整控制，保證了輸出時鐘頻率和參考源頻率的一致。該濾波設(shè)計，保證了adjust_f的緩慢變化；參考源切換后，adjust［n］的調(diào)整也是在之前基礎(chǔ)上逐步變化，這可靠的保證了輸出時鐘頻率的平滑。

相位調(diào)整控制adjust_p的產(chǎn)生：

1）、根據(jù)當(dāng)前鑒相周期鑒出的相差phase［n］來給出相位調(diào)整控制：

phase［n］ 》 0，則adjust_p［n］ ＝ －1；

phase［n］ 《 0，則adjust_p［n］ ＝ 1；

其他情況，則adjust_p［n］ ＝ 0；

相位調(diào)整控制的作用下，可靠的保證了鎖定情況下的穩(wěn)態(tài)相差小于1個clk_h時鐘周期。

adjust［n］ ＝ adjust_f［n］ + adjust_p［n］。在環(huán)路正常跟蹤或者源切換的過程中，|adjust［n］ - adjust［n-1］|總是會小于2，即輸出時鐘的頻率突變小，保證了輸出時鐘clk_out的頻率穩(wěn)定。

adjust》0時，DCCO需要進行相位正調(diào)整；而當(dāng)adjust 《 0時，DCCO需要進行相位負調(diào)整。需要調(diào)整的adjust，在下個鑒相周期（100Hz）中平均分配。由于adjust調(diào)整值最大不超過128，所以adjust的調(diào)整頻率最大為12.8KHz。

2.3 DCCO的設(shè)計實現(xiàn)

155.52M為2.048M的75.9375倍，為非整數(shù)倍；同時DCCO受adjust的調(diào)整控制。即clk_out需要由clk_h進行小數(shù)受控分頻得到。

注意到2.048M的76倍頻為155.648M，和155.52M相差128K。所以2.048M可以這樣產(chǎn)生：155.52M時鐘在76分頻的過程中，每128K時鐘周期固定進行相位負調(diào)整1次。顯然，固定相位調(diào)整頻度遠大于 adjust相位調(diào)整頻度。

小數(shù)分頻的固定相位調(diào)整設(shè)計和adjust的相位調(diào)整控制可以綜合起來考慮：1、每128K頻率的固定相位負調(diào)整，和adjust的正調(diào)整控制信號都在128K時鐘信號的上沿位置進行。當(dāng)需要進行一次正相位調(diào)整時，直接去掉1次固定負調(diào)整即可達到目的。2、而adjust的負調(diào)整在128K時鐘信號的下沿位置進行，和固定負調(diào)整錯開，避免某一個clk_out周期進行了2次負調(diào)整。

經(jīng)過這種綜合調(diào)整控制后，任意一個clk_out時鐘周期，可能為clk_h的76分頻、或者75分頻。這樣，產(chǎn)生的clk_out時鐘的cycle-cycle固有抖動為1個clk_h周期（p-p峰峰值），即6.4ns。

3、 實際應(yīng)用及鎖相環(huán)特性測試

3.1 設(shè)計實例

由于該ADPLL同時具有平滑源切換及穩(wěn)態(tài)相差的優(yōu)點，我們在開發(fā)SDH設(shè)備的時鐘板時，直接采用該方案設(shè)計實現(xiàn)2.048M外同步輸出時鐘。該設(shè)計中，F(xiàn)PGA芯片采用了Altera公司提供的EP1C4F400芯片，該ADPLL部分總邏輯資源占用約300個LE（1個LE包括1個4輸入的查找表和1個D觸發(fā)器）。

3.2 環(huán)路特性分析及實際測試結(jié)論

1）、頻率俘獲帶

也稱為牽引范圍。即clk_h和clk_ref頻率偏差到環(huán)路無法鎖定時的最大值。

根據(jù)環(huán)路濾波設(shè)計，每100Hz最大調(diào)整128個clk_h周期，即鎖相環(huán)路最大可調(diào)整的頻率為100Hz×128×6.4ns＝ 81.92ppm。即環(huán)路的牽引范圍為±81.92ppm。

采用如下圖5所示的方法進行牽引范圍的測試：

SDH設(shè)備的系統(tǒng)155.52M時鐘，通過一路APLL和時鐘基準源保持同步。環(huán)路的100Hz時鐘由信號發(fā)生器產(chǎn)生。用示波器測量鎖相環(huán)路的clk_ref1和clk_out的鎖定情況；通過信號發(fā)生器逐步改變參考時鐘clk_ref1的頻偏， 觀察能夠鎖定的最大頻偏。測試得到的牽引范圍為±80ppm左右。

2）、穩(wěn)態(tài)相差

多次復(fù)位鎖相環(huán)路后，用示波器測量環(huán)路鎖定情況下圖5中的clk_ref1和clk_out時鐘相差，均在±12ns以內(nèi)。

3）、輸出時鐘的cycle-cycle抖動

根據(jù)2.3節(jié)的分析，輸出時鐘抖動的p-p為6.4ns。采用示波器測試2.048MHz輸出時鐘，如下圖6所示，抖動的峰－峰值就是6.4ns，和分析一致。

圖6 clk_out的p-p抖動測試

4）、平滑源切換

按圖5，給鎖相環(huán)路提供2路同頻不同相的參考源clk_ref1和clk_ref2。用clk_ref2作觸發(fā)源，示波器設(shè)置為長余輝和快俘的模式；通過CPU接口將環(huán)路的參考源由clk_ref1更改為clk_ref2。通過示波器可以看到參考源切換過程中clk_out的相位瞬變?nèi)缦聢D7所示：

從圖7中可以看到，源切換過程中相位瞬變的幅度小于半個2.048M周期，這里為140ns。瞬變過程中，輸出時鐘和參考源的相差按6.4ns的粒度，逐步調(diào)整，直到最后鎖定。

從上述測試結(jié)果來看，輸出時鐘的穩(wěn)態(tài)相差較小，Cycle-cycle抖動較小，有較寬的牽引范圍，能夠?qū)崿F(xiàn)平滑源切換，完全滿足SDH設(shè)備外同步輸出時鐘的要求。

4、 總結(jié)

本文設(shè)計的全數(shù)字鎖相環(huán)獨到之處在于：該鎖相環(huán)具備數(shù)字鎖相環(huán)的平滑源切換、牽引范圍可調(diào)等優(yōu)點，同時還具備模擬鎖相環(huán)的快速俘獲和有穩(wěn)態(tài)相差等優(yōu)點。通過實踐驗證，利用該鎖相環(huán)產(chǎn)生的SDH設(shè)備外同步輸出時鐘，可以很好的實現(xiàn)平滑源切換，俘獲時間快，同時保證了環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差，各項時鐘指標良好。

責(zé)任編輯：gt