多天線終端測(cè)試方法的演進(jìn)、理論與實(shí)踐

　　0、引言

　　近年來，在高清電視的多屏合一，客廳娛樂中心等應(yīng)用場(chǎng)景中，iPad、智能電視、OTT 機(jī)頂盒等越來越多地被消費(fèi)者接受，雖然其業(yè)務(wù)形式還在不斷發(fā)生變革和發(fā)展，而用戶的最終接入方式無一例外均偏向于使用無線技術(shù)，一般目前比較常見的無線家庭接入技術(shù)采用的是WiFi，即IEEE802.11n，如歌華飛視、小米盒子、樂視電視等。最新的Apple MacBook Air 則采用了更先進(jìn)的IEEE 802.11ac 使之吞吐量達(dá)到1Gbps 以上，接入點(diǎn)Airport Time Capsule 更使用了波束賦形技術(shù)，以Apple 這兩個(gè)本年度力作為代表的下一代無線通訊方案均指向了多入多出多天線技術(shù)［1］。在下一代移動(dòng)通信技術(shù)LTE 中，已經(jīng)明確了多天線MIMO 技術(shù)作為其必選項(xiàng)，無獨(dú)有偶的是，在廣播電視無線覆蓋中，由于高清、4K等高質(zhì)量視頻格式所要求的高的傳輸速率，在下一代地面數(shù)字電視廣播標(biāo)準(zhǔn)中，也將MIMO 列為重要的技術(shù)方案。

　　MIMO 通過空時(shí)編碼等技術(shù)，利用傳播信道中非相關(guān)性，可以在不額外消耗頻譜與時(shí)域資源的同時(shí)，成倍地提高通信系統(tǒng)的信道容量，即吞吐量。在傳統(tǒng)的單天線通信系統(tǒng)中，尤其在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，信道中的多徑被看做影響通信質(zhì)量而需要用特別的技術(shù)進(jìn)行處理，但在MIMO 系統(tǒng)中，這些具有非相關(guān)性的子徑則可以在數(shù)學(xué)算法的幫助下，得以提高整個(gè)系統(tǒng)的性能，換句話說，MIMO 技術(shù)利用了傳播環(huán)境中的空域、時(shí)域、頻域等維度，將高速無線通信推向了一個(gè)新的級(jí)別。由于MIMO 終端其算法依賴于信道環(huán)境，也即智能地根據(jù)信道環(huán)境優(yōu)化通信系統(tǒng)的性能，這使得信道模型成為其理論研究與實(shí)現(xiàn)的重要參考依據(jù)。

　　隨之而來，對(duì)于最終的MIMO 終端性能測(cè)試與評(píng)估，無論是研發(fā)階段，還是認(rèn)證階段，都強(qiáng)烈地依賴信道模型。傳統(tǒng)無線終端一般利用空口測(cè)試（OTA，Over-The-Air）進(jìn)行最終性能評(píng)估，OTA 是利用電波暗室建立一個(gè)無反射的自由空間，以便評(píng)估該無線終端的射頻及天線的整體性能；然而，正如前文所述，為了評(píng)估多天線終端而提出的所謂 MIMOOTA 技術(shù)，則必須將信道模型在實(shí)驗(yàn)室中進(jìn)行真實(shí)的復(fù)現(xiàn)，使MIMO 終端測(cè)試變得真正的可重復(fù)、可控制，由于這項(xiàng)技術(shù)的實(shí)現(xiàn)涉及到電波傳播、信道建模、數(shù)字信號(hào)處理、優(yōu)化算法、電磁場(chǎng)與微波等理論，這大大加深了其復(fù)雜性和專業(yè)性。

　　廣播電視規(guī)劃院從2011 年開始介入多天線測(cè)試方法的研究，在HWATECH公司的協(xié)助下，于2012 年至2013 年利用搭建的單簇法環(huán)境參加了國(guó)際比對(duì)測(cè)試，由于這個(gè)測(cè)試系統(tǒng)從軟件到硬件的思路和理論都是由我們自己提出并組織實(shí)施的［39］［40］，因此對(duì)于多天線測(cè)試方法原理與實(shí)踐的探索，廣播電視規(guī)劃院已深入到了底層。目前，我們所提出的一些驗(yàn)證方法和測(cè)試用例已被國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)組織部分地采納到其測(cè)試方案當(dāng)中［41］［42］［14］，結(jié)合我們兩年多對(duì)多天線終端測(cè)試方法的實(shí)際經(jīng)驗(yàn)及參與國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)化進(jìn)程的理解，本文將詳細(xì)介紹MIMO OTA 相關(guān)的技術(shù)背景、測(cè)試方法和驗(yàn)證方法，以及廣播電視規(guī)劃院在此領(lǐng)域的研究進(jìn)展等內(nèi)容。

　　1、信道模型

　　1.1、信道建模

　　如前文所述，MIMO 終端的性能，最終被歸結(jié)為基帶算法與射頻天線作為一個(gè)整體，在終端經(jīng)歷不同信道時(shí)，對(duì)時(shí)延、多普勒頻移、空間相關(guān)性、極化信息的處理能力。這決定了MIMO OTA 的一個(gè)核心內(nèi)容是對(duì)現(xiàn)實(shí)信道的重建工作。

　　信道建模是一個(gè)由來已久的科研領(lǐng)域，出于不同的目的，人們建立了各種各樣的信道模型。圖1 引用了［2］ 中對(duì)信道模型的歸類，比較全面地概括了信道模型的種類。在MIMO OTA 當(dāng)中我們一般需要使用基于幾何的隨機(jī)信道模型（GSCM，Geometry based Stochastic Channel Model）， 在大量的實(shí)際信道測(cè)量工作的基礎(chǔ)上而建立的基于幾何的信道模型，如SCM（E）［3］［4］， WINNER ［5］，及IMT-Advanced ［6］，經(jīng)過試驗(yàn)和理論的驗(yàn)證，得到了廣泛的認(rèn)可和使用。

　　圖1、信道模型的分類

　　GSCM 類信道模型的重要特點(diǎn)是可以將天線與傳播環(huán)境分離［8］，與此相反基于相關(guān)性矩陣的信道模型則無法將信道與天線特性分離，所以原則上無法用于重建測(cè)試終端性能的信道模型——但TGn 模型［7］雖然基于相關(guān)性矩陣，其中含有幾何信息的描述，這使得在MIMO OTA 中復(fù)現(xiàn)TGn 變?yōu)榭赡?。換句話說，在MIMO OTA 多探頭方法當(dāng)中，信道的重建是基于各來波特性進(jìn)行合成，這些來波可以具有各自的時(shí)延、多普勒頻移，到達(dá)角（AoA）、離開角（AoD）等，合成后將在終端天線單元陣列上體現(xiàn)出信道的空域相關(guān)性，及與信道幾何特性相關(guān)的多普勒譜——芯片對(duì)這些信道特性的辨析與優(yōu)化，最終將影響到終端性能。［3］［4］［5］ ［6］ 均屬于此類信道模型。

　　1.2、SCM 與SCME 模型

　　提到現(xiàn)代MIMO 信道建模，尤其是GSCM 信道模型，我們不得不提到3GPP SCM（Spatial Channel Model）模型［3］及歐洲WINNER（Wireless World INitiative NEw Radio）項(xiàng)目［5］。在2003 年3GPP TR25.996 描述的SCM 模型當(dāng)中，傳統(tǒng)的TDL（Tap Delay Line）模型被進(jìn)一步解析為以簇來描述的CDL（Cluster Delay Line）模型。SCM 中定義了6 束來波，每一束被稱為一個(gè)簇（Cluster），每一簇來波由20 個(gè)子徑（sub-path）構(gòu)成，每個(gè)簇除了定義了各自的AoD 和AoA 以外，還根據(jù)實(shí)際信道測(cè)試的結(jié)論，定義了水平面上的能量分布，如拉普拉斯分布，即角度功率譜（PAS，Power Azimuth Spectral），其方差被定義為角度擴(kuò)展（AS，Angular Spread）；同時(shí)，每一簇模型具有各自的AoA，AoD，時(shí)延，多普勒譜等特性。SCM 比較好地貼近了實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)，并且能夠從時(shí)域、頻域、空間域及極化域反映MIMO 信道的特點(diǎn)，圖2 中對(duì)SCM 模型的參數(shù)進(jìn)行了簡(jiǎn)介［3］。

　　圖2、3GPP TR 25.996 中信道模型及其參數(shù)

　　在3GPP TR 25.996 中的參數(shù)說明：

　　ΩBS：基站天線陣列的方向， 以地理北為參考方向，定義為其天線陣列的法線與北向的夾角。

　　θBS：基站與移動(dòng)臺(tái)之間的直射徑（LOS，Line Of Sight）出發(fā)角（AoD，Angular of Departure），定義為直射徑到基站天線陣列法線的夾角。

　　δn，AoD：第n（n = 1 …N） 徑出發(fā)角AoD ，定義為與其與LOS AoD 的夾角。

　　Δn，m，AoD：第n 徑的第m（m = 1 …M） 條子徑相對(duì)δn，AoD的偏移量。

　　θn，m，AoD：第n 徑的第m 條子徑的絕對(duì)AoD，定義為其與基站天線陣列法線夾角。

　　ΩMS：移動(dòng)臺(tái)天線陣列的方向， 以地理北為參考方向，定義為其天線陣列的法線與北向的夾角。

　　θMS：基站與移動(dòng)臺(tái)LOS 與移動(dòng)臺(tái)天線陣列法線方向的夾角。

　　δn，AoA：第n（n = 1 …N） 徑到達(dá)角AoA （Angular ofArrival），定義為與其與LOS AoA 的夾角 。

　　Δn，m，AoA：第n 徑的第m（m = 1 …M） 條子徑相對(duì)δn，AoA的偏移量。

　　θn，m，AoA：第n 徑的第m 條子徑的絕對(duì)AoA，定義為其與移動(dòng)臺(tái)天線陣列法線夾角。

　　v ：移動(dòng)臺(tái)的移動(dòng)速度矢量。

　　θν ：速度矢量角，定義為移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)方向與天線陣列法線方向的夾角：θν=arg（v）。

　　隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，帶寬的增大提升了系統(tǒng)對(duì)信道時(shí)延的解析度，從而引起頻域相關(guān)性的變化，原3GPP SCM模型中針對(duì)5MHz 帶寬的CDMA 系統(tǒng)在2GHz 工作頻率建立的信道模型顯得有所不足，也就是說，對(duì)于帶寬的提升，需要進(jìn)行一些改進(jìn)使得在信道模型中能夠體現(xiàn)出帶寬變化對(duì)信道相關(guān)性的影響。2005 年，由來自瑞士、德國(guó)、芬蘭的信道研究者在［9］ 中提出了向前兼容SCM 模型的擴(kuò)展模型SCME，比較好地適應(yīng)了新技術(shù)帶來的對(duì)信道模型的要求。一般來說，系統(tǒng)的帶寬越寬，可以看做其可辨識(shí)的時(shí)延徑數(shù)越多，即信道模型中默認(rèn)同一徑所經(jīng)歷的是平衰落（Flat Fading），因此，對(duì)于SCM 模型定義的5MHz帶寬下的6 徑模型，SCME 模型通過將每一徑擴(kuò)展為三個(gè)徑（Mid-Path），使得更寬帶寬系統(tǒng)的信道模型能夠體現(xiàn)出頻率選擇性衰落，或者說，增大了每根徑的時(shí)延擴(kuò)展。SCM、 SCME 及WINNER 信道模型之間的比較，可以參考文獻(xiàn)［10］。

　　參考圖2 的參數(shù)定義，SCM 模型信道沖擊響應(yīng)（CIR，Channel Impulse Response）在數(shù)學(xué)上可以如下推導(dǎo)，類似MIT老教授R.G. Gallager 在參考文獻(xiàn)［11］ 及David Tse 在參考文獻(xiàn)［12］ 中的闡述，一般來說，一個(gè)線性時(shí)變系統(tǒng)MIMO 信道的傳輸矩陣（沖擊響應(yīng)）可以描述為l 條徑的沖擊響應(yīng)之和，即：

　　（1）

　　它是由收發(fā)天線陣列的響應(yīng)矩陣Frx（RX），F(xiàn)tx（TX） 及沖擊響應(yīng)矩陣hl 組成：

　　（2）

　　考慮到雙極化，第l 徑的信道沖擊響應(yīng)是一個(gè)2 ×2 的極化矩陣：

　　（3）

　　當(dāng)我們使用到CDL 模型時(shí)，（3）式中的第l 徑會(huì)以第n 簇中第m 條子徑替代［8］，進(jìn)一步地，將第n 簇第m 條子徑的發(fā)射天線單元s 到接收天線單元u 之間的信道建模表述為（4）式：

　　（4）

　　1963 年Bello 在［20］ 中， 針對(duì)廣義平穩(wěn)非相關(guān)環(huán)境（WSSUS）前提下的時(shí)變沖擊響應(yīng)及傳輸函數(shù)、信道相關(guān)性函數(shù)之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系進(jìn)行了研究，成為信道測(cè)量與驗(yàn)證的理論基礎(chǔ)。

　　1.3、MIMO 信道參數(shù)

　　在本節(jié)中我們基于幾何的隨機(jī)信道模型的概念，介紹用于描述MIMO 信道特點(diǎn)的主要參數(shù)，它們是時(shí)延特性（PDP，Power Delay Profile），多普勒譜，空間相關(guān)性（Spatial Correlation），及信道的交叉極化比（XPR，Cross-Polarization Ratio）。由于這四個(gè)參數(shù)刻畫了MIMO 系統(tǒng)在信道的頻域、時(shí)域、空域及極化域的重要特性，被認(rèn)為代表或涵蓋了MIMO信道的主要特征，因此它們也被CTIA 及3GPP 采納作為MIMO OTA 系統(tǒng)驗(yàn)證的四個(gè)主要參數(shù)［13］［14］［15］。

　　1.3.1、時(shí)延特性（PDP，Power Delay Profile）

　　對(duì)于一個(gè)線性時(shí)變的信道來說，信道的沖擊響應(yīng)雖然可以由其自相關(guān)函數(shù)來描述，但出于簡(jiǎn)化的目的，在大量的MIMO 信道測(cè)量過程中，常以時(shí)延功率譜來描述信號(hào)不同時(shí)延的能量分布，圖3 是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的SCM 城市宏小區(qū)（UMa， Urban Macro）信道模型的PDP譜。

　　圖3、3GPP SCM UMa 時(shí)延特性

　　PDP 體現(xiàn)了信號(hào)經(jīng)過不同傳播路徑后到達(dá)接收機(jī)端時(shí)，接收機(jī)能辨析出的不同時(shí)延情況，同時(shí)其時(shí)延擴(kuò)展反映了信道的頻率選擇性衰落帶寬，或者說決定了信道的相關(guān)性帶寬。

　　1.3.2、多普勒譜

　　多普勒頻移反映了因接收機(jī)相對(duì)于來波的移動(dòng)方向與速度對(duì)所接收信號(hào)在時(shí)域衰落過程中受到的影響。1968 年R.H.Clarke 在參考文獻(xiàn)［16］ 對(duì)此有詳細(xì)的闡述。所謂經(jīng)典多普勒譜，即指Clarke 模型的“U”型譜。而在MIMO 信道模型中，由于每一徑是由多根子徑（Sub-Path）構(gòu)成，每根子徑都會(huì)對(duì)接收機(jī)信號(hào)的多普勒譜有所貢獻(xiàn)，最終信道的多普勒譜將與各徑到達(dá)角及其角度擴(kuò)展有關(guān)。

　　信道模型中的多普勒譜實(shí)際上還反映了信道衰落的快慢，即快衰落或慢衰落，描述了信道的在時(shí)域的演進(jìn)特性，同時(shí)決定了信道的相關(guān)性時(shí)間。

　　1.3.3 空間相關(guān)性

　　空間相關(guān)性集中體現(xiàn)了接收端天線單元之間的相關(guān)性，這種空域相關(guān)性在CDL 中描述的更為具體。在大多數(shù)基于簇的CDL 信道模型當(dāng)中，每根徑實(shí)際上已被簇替代，每一簇都具有獨(dú)立統(tǒng)一的到達(dá)角（AoA），而每一簇中各子徑具有細(xì)微不同的到達(dá)角偏移，如前文所述，子徑在統(tǒng)計(jì)上的不同到達(dá)角的概率分布效應(yīng)由信道模型中的角度功率譜PAS 來體現(xiàn)，依據(jù)實(shí)際測(cè)試的結(jié)果，PAS 的形狀一般是靠近該簇AoA 時(shí)的能量（或說概率）大，遠(yuǎn)離AoA 時(shí)則小，SCM 模型中一種廣為使用的分布模型是拉普拉斯分布，意味著各子徑到達(dá)角在統(tǒng)計(jì)上的能量分布是以AoA 為中心對(duì)稱的雙邊指數(shù)衰落。

　　參考［17］ 基于PAS 與子徑的到達(dá)角，Spirent 的Doug Reed 在參考文獻(xiàn)［18］ 中給出了一個(gè)關(guān)于兩個(gè)虛擬接收天線單元之間空間相關(guān)性的數(shù)學(xué)表達(dá)式是：

　　（5）

　　而出于不同的描述目的，參考［19］，Anite 的Pekka 在參考文獻(xiàn)［8］ 中也給出了空間相關(guān)性的數(shù)學(xué)表達(dá)式：

　　（6）

　　MIMO 多天線技術(shù)突出地利用空域非相關(guān)性以提高系統(tǒng)性能，因此，要評(píng)估MIMO 終端的性能，空間相關(guān)性的驗(yàn)證對(duì)于信道模型和MIMO OTA 來說都顯得尤為重要。

　　1.3.4、信道交叉極化比

　　交叉極化比有很多種定義，比如有發(fā)射天線的XPR，也有接收天線的XPR，但目前在信道模型中使用的XPR 主要指的是純信道的參數(shù)，也即3GPP37.977 中描述的：

　　其中：

　　SVV 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時(shí)V極化功率之間的系數(shù)；

　　SVH 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時(shí)H極化功率之間的系數(shù)；

　　SHV 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時(shí)V極化功率之間的系數(shù)；

　　SHH 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時(shí)H極化功率之間的系數(shù)。

　　XPR 與信道特性直接相關(guān)，同時(shí)也會(huì)受到信道模型中離開角AoD 的影響而不同，一般來說不會(huì)為1。在不同的信道模型下通常XPR 也不一樣，如SCM UMa 中XPR 為8.31dB，而SCM UMi 中XPR 則為0.83dB，在WINNERII 不同場(chǎng)景的XPR 都不一樣，反映了各種信道環(huán)境的特性。在終端的天線設(shè)計(jì)和基帶算法設(shè)計(jì)當(dāng)中，需要利用XPR 的不同做一些系統(tǒng)性能的優(yōu)化。

　　在終端的狹小空間下要設(shè)計(jì)出非相關(guān)性較好的天線單元對(duì)，利用極化比是主要手段之一，從這個(gè)意義上說，用于MIMO OTA 的信道模型和測(cè)試方法應(yīng)能控制信道的XPR，否則對(duì)于評(píng)估終端的性能將缺失重要的考量依據(jù)。Tommi 在參考文獻(xiàn)［21］ 中闡述了作為多探頭MIMO OTA 測(cè)試方案，如何在測(cè)試區(qū)域中產(chǎn)生信道模型中需要的XPR。

　　2、MIMO OTA測(cè)試方法簡(jiǎn)介

　　2.1、MIMO OTA 各測(cè)試方案簡(jiǎn)介

　　在3GPP 37.977［15］ 當(dāng)中，有許多備選的MIMO OTA 測(cè)試方案，這些備選方案可以歸結(jié)為4 類，分別由不同的公司主導(dǎo)或支持，本小節(jié)簡(jiǎn)要介紹37.977 中提到的這些方案的構(gòu)建方法，并引用了其中的部分圖例（在2013 年11 月3GPP 的一次會(huì)議當(dāng)中，由R&S 主導(dǎo)的分解法暫時(shí)未被列入37.977 正文）。

　　2.1.1、基于多探頭（Multi-Probes）的測(cè)試方案

　　這種測(cè)試方法利用暗室（AC，Anechoic Chamber）消除電波的無用反射，基站模擬器（BaseStation Emulator）的信號(hào)通過信道仿真器（CE，Channel Emulator，有時(shí)也被稱為衰落模擬器Fading Emulator）經(jīng)歷預(yù)定義的信道模型后，通過若干對(duì)準(zhǔn)被測(cè)物（DUT，Device Under Test）中心的雙極化天線（即多探頭），經(jīng)空間輻射傳播到DUT，使之經(jīng)歷所需要的信道衰落，觀察并記錄其吞吐量表現(xiàn)。其中一個(gè)典型的實(shí)現(xiàn)方式如圖4 所示。

　　圖4、暗室中基于多探頭的測(cè)試方案

　　目前，雖然有很多公司都生產(chǎn)、設(shè)計(jì)信道仿真器，但全球只有英國(guó)Anite 及美國(guó)Spirent 公司提供的信道仿真器可以支持本方法描述的MIMO OTA 測(cè)試，他們完成了信道模型的重建及暗室內(nèi)通過多探頭系統(tǒng)進(jìn)行的空間域信息的重構(gòu)，因此可以說，在這個(gè)方法當(dāng)中，信道仿真器成為了整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)的核心。而諸如法國(guó)SATIMO 及美國(guó)ETS-Lingen 公司則對(duì)整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)提供了軟件支持及系統(tǒng)集成服務(wù)——他們依靠在傳統(tǒng)OTA 認(rèn)證測(cè)試中建立的技術(shù)及系統(tǒng)經(jīng)驗(yàn)，很早就預(yù)見并啟動(dòng)了MIMO OTA 的研發(fā)工作，但只有當(dāng)信道仿真器在技術(shù)上取得突破之后，整個(gè)系統(tǒng)構(gòu)建才變得清晰起來；同時(shí)，在各國(guó)也有一些支持該方案的本地系統(tǒng)集成商，如日本 Microwave Factory，韓國(guó)MTG，國(guó)內(nèi)HWA-TECH 等。系統(tǒng)集成商一般將完成暗室、多探頭天線、功率放大器、射頻線纜、射頻開關(guān)及測(cè)控軟件的設(shè)計(jì)與實(shí)施，與信道仿真器協(xié)同工作，此外，系統(tǒng)集成商還應(yīng)當(dāng)提供系統(tǒng)校準(zhǔn)與最終系統(tǒng)的信道驗(yàn)證服務(wù)等。

　　多探頭方案需要在整個(gè)球面（3D，3 維信道模型）或水平面（2D，2 維信道模型）建立多個(gè)探頭以模擬各個(gè)方向（簇）的信號(hào)到達(dá)角及其角度擴(kuò)展；如果要實(shí)現(xiàn)3D 信道模型，需模擬垂直方向上的信號(hào)到達(dá)角及其角度擴(kuò)展，系統(tǒng)則更加復(fù)雜，同時(shí)每個(gè)雙極化探頭需要連接兩個(gè)獨(dú)立的信道仿真器物理通道，這意味著多探頭系統(tǒng)的成本將顯著高于其他方案，而實(shí)踐證明其校準(zhǔn)和測(cè)試復(fù)雜性也同樣高于其他方案。在帶來昂貴與復(fù)雜性的同時(shí)，多探頭的優(yōu)點(diǎn)也同樣顯而易見的，這種方法理論上能夠完全可控地再現(xiàn)信道模型，其信道驗(yàn)證結(jié)果也證明了數(shù)學(xué)模型的預(yù)測(cè)，這個(gè)測(cè)試方法未來將可能升級(jí)發(fā)展成為真正的虛擬路程（VDT，Virtual Drive Test）：將終端經(jīng)歷的外場(chǎng)環(huán)境在實(shí)驗(yàn)室里可控地再現(xiàn)，不僅僅是認(rèn)證測(cè)試的需要，同時(shí)是芯片、終端研發(fā)人員改善新技術(shù)、新算法的必由之路。

　　后文將主要討論基于多探頭的方法技術(shù)細(xì)節(jié)，并介紹廣播電視規(guī)劃院所開展的研究工作。

　　2.1.2、基于兩步法（2-Stage）的測(cè)試方案

　　兩步法最早由美國(guó)安捷倫（Agilent）公司的中國(guó)實(shí)驗(yàn)室提出，并一直不斷堅(jiān)持并完善著他們最初的設(shè)計(jì)理念。所謂兩步法，意思是在第一步當(dāng)中通過某種方法，獲取到終端的天線方向圖，在第二步當(dāng)中將獲取得到的天線方向圖數(shù)據(jù)導(dǎo)入基帶信道仿真器當(dāng)中，然后對(duì)DUT 進(jìn)行傳導(dǎo)測(cè)試，以便考量其基帶芯片及天線的整體性能，其典型實(shí)現(xiàn)如圖5 所示。

　　圖5、基于兩步法的測(cè)試方案

　　從理論上說，兩步法與多探頭方法是類似的，都是將DUT 置于模擬的幾何信道模型當(dāng)中，這些信道模型可以是來源于標(biāo)準(zhǔn)模型，也可以是自定義的，只不過多探頭方法是通過構(gòu)建物理暗室及多探頭，用信道仿真器在實(shí)際空間中重現(xiàn)信道模型，而兩步法則是將測(cè)得的天線方向圖放進(jìn)基帶信道模擬器當(dāng)中通過軟件仿真的方法對(duì)DUT 施加衰落影響。

　　目前，全球只有美國(guó)Agilent 公司在主推這種測(cè)試方法，圖4 暗室中基于多探頭的測(cè)試方案并得到了美國(guó)高通公司的支持——在兩步法中，通過芯片獲取天線的方向圖是至關(guān)重要的一步，因此該方法目前要求芯片必須提供這種測(cè)試模式。相比于多探頭的方法，兩步法的好處是不需要另外構(gòu)建多探頭系統(tǒng)，相對(duì)地降低了投資成本和測(cè)試時(shí)間成本。然而這種方法通常會(huì)受到的質(zhì)疑是：測(cè)量一個(gè)被測(cè)件的性能結(jié)論，其一部分測(cè)試數(shù)據(jù)依賴于被測(cè)件本身內(nèi)部芯片的報(bào)告，這意味著測(cè)試者必須額外對(duì)芯片進(jìn)行置信度評(píng)估；另一方面，對(duì)于未來類似波束賦形（Beamforming）等通過實(shí)時(shí)改變天線方向圖而改善終端性能的新技術(shù)，兩步法目前暫時(shí)還無法支持。而現(xiàn)實(shí)的情況是，諸如Apple 公司2013 年新上市的無線網(wǎng)橋產(chǎn)品“Airport Time Capsule”，已經(jīng)聲明支持MIMO 中的波束賦形技術(shù)［1］。

　　2.1.3、基于混響室（RC， Reverberation Chamber） 的測(cè)試方案

　　混響室的概念與暗室正好相反，后者盡量避免信號(hào)在傳播到DUT 之前經(jīng)歷反射，而前者則通過各種方法使信號(hào)在混響室內(nèi)部盡量多地經(jīng)歷反射之后再傳達(dá)到終端，以便使DUT經(jīng)歷所謂的瑞利信道，目前至少有兩個(gè)公司在 3GPP 37.977中聲稱提供了自己的實(shí)現(xiàn)方案，見圖6 及圖7。

　　圖6、基于混響室的測(cè)試方案

　　圖7、基于混響室的測(cè)試方案

　　Bluetest 公司的奠基人是來自瑞典Chalmers 理工大學(xué)的Per-Simon Kildal 教授，他在天線設(shè)計(jì)的過程中，很早就開始嘗試將混響室應(yīng)用于天線性能測(cè)量。他們?cè)缙趯C 測(cè)量方法于傳統(tǒng)單天線的設(shè)計(jì)，然后開始應(yīng)用于MIMO 天線，并做了很多新的定義［22］［23］，最近幾年當(dāng)中Per-Simon 與他的博士生陳小明逐漸提出并完善了在混響室中進(jìn)行有源多天線終端吞吐量測(cè)試的方法，即基于RC的MIMO OTA方案［24］~［27］。類似的，西班牙Emite 公司的David Sanchez 領(lǐng)導(dǎo)的研究小組同樣在天線設(shè)計(jì)的過程中使用RC 的方案進(jìn)行MIMO 天線與終端的測(cè)試，并提出了他們的一些新的思路。在這幾年國(guó)內(nèi)的客戶試用過程中，Bluetest 公司通過商業(yè)運(yùn)營(yíng)在產(chǎn)品適用性建立了不錯(cuò)的口碑。

　　無論對(duì)于無源單天線還是無源多天線，單獨(dú)使用RC 進(jìn)行天線測(cè)試一般是基于RC 自身和參考天線的效率，對(duì)于真實(shí)終端的有源測(cè)試，可以認(rèn)為RC 營(yíng)造了一種瑞利信道的條件，瑞利信道是在單天線終端時(shí)代就已提出的概念，而我們從MIMO 信道模型可以看到，寬帶的MIMO 信道模型在時(shí)域、頻域、空間域乃至極化域都有了解析，由單獨(dú)RC 建立的內(nèi)部瑞利信道既無法反映不同徑的到達(dá)時(shí)延，也無法控制不同徑的多普勒色散，更無法控制各徑的到達(dá)角，只能給出最終信號(hào)幅度服從瑞利分布的一個(gè)統(tǒng)計(jì)模型。為了解決精確描述時(shí)延特性等問題，RC 曾經(jīng)考慮使用加入吸波材料引入額外的時(shí)延，但這種方法可控制性比較差，而且由于吸波材料的引入將改變K 因子，會(huì)使得測(cè)量不確定度擴(kuò)大［27］。

　　在這種情況下，一個(gè)混響室與信道仿真器的升級(jí)方案——RC+CE——就被提出來，簡(jiǎn)單一點(diǎn)說，信號(hào)在進(jìn)入混響室之前，通過信道仿真器加入時(shí)延與多普勒頻移，用以彌補(bǔ)原單一RC方案的不足。這種方法雖然一定程度上解決了RC 在模擬信道模型中時(shí)延與多普勒時(shí)遇到的問題，但在引入信道仿真器的同時(shí)也弱化了原單一RC 在經(jīng)濟(jì)性上的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)對(duì)于角度擴(kuò)展、到達(dá)角等空間域的信息，由于混響室自身的固有條件限制，仍暫時(shí)無法描述。但正因不需描述空間信息，混響室方案的測(cè)試速度得以加快，且由于其測(cè)試過程中進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)平均，使得測(cè)試結(jié)果顯得穩(wěn)定，而與此同時(shí)混響室方案對(duì)MIMO 系統(tǒng)在空間相關(guān)性的驗(yàn)證能力，尤其是極化鑒別能力大幅下降，在美國(guó)摩托羅拉公司Istvan 做的一個(gè)實(shí)驗(yàn)中RC 被證明完全無法鑒別終端的極化性能［28］。

　　2.1.4、基于分解法的測(cè)試方案

　　由德國(guó)R&S 倡導(dǎo)的分解法MIMO OTA 方案，其思想來源于德國(guó)RheinMain 大學(xué)的W. L. Schroeder 教授及其博士生馮一飛［29］。其示意圖見圖8。

　　圖8、基于分解法的測(cè)試方案（德國(guó)R&S 公司）

　　分解法曾經(jīng)被稱為兩通道法，意即在測(cè)試過程中，有兩個(gè)發(fā)射天線將基站模擬器的信號(hào)發(fā)送給DUT，DUT 在水平面旋轉(zhuǎn)，而兩個(gè)探頭在垂直面上同時(shí)動(dòng)作，他們首先遇到的一個(gè)問題在于DUT 測(cè)試位置（角度）與發(fā)射天線位置的選擇。

　　此外，R&S 的工程師聲稱此方法區(qū)別于多探頭全環(huán)法，在于“分解法是一種3D 的測(cè)試方法，而多探頭全環(huán)只做水平面2D 測(cè)試”，然而實(shí)際上，首先他們曲解了3D 信道模型的概念，另一方面，即使是分解法，在同一時(shí)刻，兩個(gè)發(fā)射天線與DUT實(shí)際上是在同一個(gè)平面之上。

　　在3GPP RAN4 的2013 年11 月一次會(huì)議當(dāng)中，該方法未被列入正文。

　　2.2、多探頭方案國(guó)際研究動(dòng)態(tài)與演進(jìn)

　　從測(cè)試方法的角度上，對(duì)于基于信道仿真器與暗室、多探頭的方案，來自各國(guó)的研究者各自獨(dú)立地上做過大量的研究：芬蘭Pekka Ky?sti 在參考文獻(xiàn)［8］ 中詳細(xì)闡述了多探頭方案的原理，其中包含兩個(gè)信號(hào)合成方法：平面波合成（WFS， Wave Field Synthesis）與預(yù)衰落合成（PFS， Pre-Faded signal Synthesis）；美國(guó)Spirent 公司John Douglas Reed 在參考文獻(xiàn)［30］中闡述使用MIMO OTA 的方法對(duì)空間相關(guān)性進(jìn)行重現(xiàn)；丹麥Aalborg 大學(xué)Gert Pedersen 教授帶領(lǐng)他的團(tuán)隊(duì)與Intel 公司合作，自行搭建了暗室、多探頭和測(cè)試軟件，對(duì)SCME 等信道模型下LTE 終端的測(cè)試方法進(jìn)行了研究，并對(duì)多探頭方案的系統(tǒng)配置和驗(yàn)證給出了測(cè)試結(jié)果［31］~［33］；美國(guó)Apple 公司Matt A.Mow 等人對(duì)終端在MIMO OTA 測(cè)試過程中與傳導(dǎo)測(cè)試中的一致性比較方法進(jìn)行研究，并申請(qǐng)了專利［34］。芬蘭原赫爾辛基大學(xué)Tommi Latinen 等對(duì)平面波合成的多探頭數(shù)量進(jìn)行了研究［35］ ；日本松下公司與東京理工大學(xué)的研究證明了使用信道模擬器和多探頭的方法能夠產(chǎn)生準(zhǔn)確的射頻信道模型，從而利用可控的空域相關(guān)性對(duì)MIMO 信道容量進(jìn)行研究變?yōu)榭赡埽?6］，他們同時(shí)也給出了系統(tǒng)設(shè)計(jì)以及校準(zhǔn)流程的建議［37］；英國(guó)Anite（前芬蘭Elektrobit）公司很早就展開了MIMO OTA測(cè)試可行性的研究，將仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果與參考模型特性進(jìn)行了對(duì)比，結(jié)果表明在大多數(shù)情況下OTA 與參考模型具有很高的一致性，證明了在暗室中可以產(chǎn)生所需的無線信道傳播特性［38］。

　　從信道模型的角度上，2000 年開始，基于射線的多天線信道模型就開始從Tap Delay Line 向Cluster Delay Line 過渡，2003 年3GPP TR 25.996 中定義了SCM，歐洲WINNER 項(xiàng)目進(jìn)一步推動(dòng)并細(xì)化了基于幾何的隨機(jī)信道模型GSCM 的發(fā)展。目前，雖然各個(gè)MIMO OTA 方案都在聲稱自己的優(yōu)越性，但一個(gè)不爭(zhēng)的事實(shí)是，多探頭的信道模型是早于MIMO OTA方案就被工業(yè)與學(xué)術(shù)界認(rèn)可，而其他幾個(gè)測(cè)試方案一方面對(duì)于電波傳播與信道模型涉及不多，另一方面都在將自己的測(cè)試結(jié)果與多探頭系統(tǒng)看齊。

　　大約從2008 年開始，全球范圍內(nèi)有三個(gè)關(guān)注多入多出信道測(cè)試、建模以及MIMO OTA 測(cè)試的學(xué)術(shù)與標(biāo)準(zhǔn)化組織，分別在各自的范圍內(nèi)對(duì)以上技術(shù)和論題展開交流和討論，他們是：

　　1 。 歐洲COST （European COoperation in Science and Technology）下的COST2100 及其后繼者IC1004

　　2. 北美CTIA（Cellular Telephone Industry Association）

　　3.“ 第三代合作項(xiàng)目”（3GPP）

　　目前在COST IC1004、3GPP 和CTIA 的討論中出現(xiàn)的幾種MIMO OTA 測(cè)試方法中，筆者認(rèn)為基于信道仿真器與暗室多天線探頭的方案，能夠?qū)CM 信道模型中所定義的，MIMO 系統(tǒng)性能所依賴的角度擴(kuò)展AS（Angle Spread），時(shí)延擴(kuò)展DS（Delay Spread） 等信息進(jìn)行控制和重現(xiàn)。其他的方案，如，混響室測(cè)試方案可以實(shí)現(xiàn)快速測(cè)試，但無法控制并還原角度擴(kuò)展等對(duì)多天線系統(tǒng)性能有重要影響的信息，所以只能對(duì)終端提供有限的性能評(píng)估；而兩步法可以利用原SISO 的微波暗室，減少投資，但需要被測(cè)設(shè)備能夠支持測(cè)試模式，對(duì)于未來的波束賦形等新技術(shù)目前也還無法支持；分解法不再保留原來的信道模型的概念，使用統(tǒng)計(jì)的方法估算MIMO 系統(tǒng)性能，測(cè)試數(shù)據(jù)與真實(shí)環(huán)境的對(duì)應(yīng)關(guān)系也缺乏數(shù)據(jù)的支持。

　　然而，多探頭測(cè)試方案的終極目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)3D 信號(hào)模型，這一方面需要暗室和天線探頭數(shù)量足夠多，另一方面要求信道仿真器提供足夠的物理通道，使得多探頭的3D 方案造價(jià)昂貴，很難一步到位。一種循序漸進(jìn)的方法，是以單簇法作為一個(gè)起點(diǎn)，化整為零地建立一個(gè)可升級(jí)的多探頭系統(tǒng)。引用3GPP 37.977 中的描述，圖9（a） 描述的是多簇法，而（b） 描述的則是單簇法。

　　圖9、多探頭測(cè)試方案：多簇法與單簇法

　　簡(jiǎn)而言之，在目前廣泛使用的2D 全環(huán)法多簇測(cè)試方案中，可以考察終端在不同的信道時(shí)延特性、多普勒譜、空間相關(guān)性和交叉極化比下的性能特性，但由于信道模型限制在水平面范圍內(nèi)，所以無法描述來自垂直方向上的來波對(duì)終端性能的影響；類似的，在單簇法中，同樣可以考察終端在不同的信道時(shí)延特性、多普勒譜、空間相關(guān)性和交叉極化比下的性能評(píng)估，但由于限制在單簇范圍內(nèi)，所以無法描述來自不同簇的來波；從這個(gè)意義上說，全環(huán)法的多簇，與單簇測(cè)試方法，都是多探頭3D 方法的一種折中方案。

　　3、ABP的工作進(jìn)展

　　廣播電視規(guī)劃院（ABP）從2011 年開始介入了多天線終端測(cè)試方法的研究，目前主要建立了單簇法的多探頭MIMOOTA 測(cè)試系統(tǒng)，不僅對(duì)各個(gè)部件做了驗(yàn)證［39］，而且對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的最終信道模型做了驗(yàn)證，并于2013 年開始參加了CTIA組織的比對(duì)測(cè)試［40］。本節(jié)將主要介紹這方面的內(nèi)容。

　　3.1、ABP 單簇法MIMO OTA 系統(tǒng)

　　廣播電視規(guī)劃院的單簇法實(shí)驗(yàn)室連接示意圖見圖10，這個(gè)方案最大的特點(diǎn)是由原來的常規(guī)單天線終端OTA 測(cè)試暗室（ETS AMS8600）改造而來，暗室的尺寸見表1。由于不需要另外搭建暗室，不僅使得系統(tǒng)建造的成本大幅下降，也同時(shí)免去了另建暗室尋址時(shí)的麻煩。在這個(gè)單簇法MIMO OTA 技術(shù)平臺(tái)上，包含信道驗(yàn)證在內(nèi)的大部分多探頭系統(tǒng)的基本研究得以推進(jìn)。

　　表1、ABP 暗室數(shù)據(jù)

　　圖10、廣播電視規(guī)劃院（ABP） 單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)

　　通過特別的設(shè)計(jì)，該系統(tǒng)可以在MIMO OTA 與常規(guī)OTA測(cè)試之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換，這種轉(zhuǎn)換需要2 個(gè)人花大約5~10 分鐘的時(shí)間，見圖11，因此系統(tǒng)能夠兼顧常規(guī)天線/ 終端OTA 測(cè)試與多天線終端的MIMO OTA 測(cè)試。

　　圖11、單簇法MIMO OTA 與SISO OTA 測(cè)試環(huán)境的切換

　　3.2、系統(tǒng)及各部件的驗(yàn)證

　　3.2.1 暗室特性變化

　　如前文所述，ABP 的單簇MIMO OTA 在SISO 暗室的基礎(chǔ)上組建，通過在暗室內(nèi)安置的天線支撐件，可以在短時(shí)間內(nèi)進(jìn)行兩種測(cè)試模式的切換，但相比于原SISO 暗室，增加的組件可能會(huì)影響暗室的特性，因此我們依照CTIA 的要求，在兩種環(huán)境下進(jìn)行了紋波測(cè)試，分別完成了自由空間下的30cm半徑與50cm 半徑靜區(qū)在兩個(gè)頻點(diǎn)的比對(duì)，結(jié)果見表2 及表3。

　　表2、SISO 暗室的紋波測(cè)試比對(duì)驗(yàn)證（30cm 靜區(qū)）

　　表3、SISO 暗室的紋波測(cè)試比對(duì)驗(yàn)證（50cm 靜區(qū)）

　　測(cè)試結(jié)果表明擴(kuò)展不確定幾乎沒有太大變化，增加天線支撐架后進(jìn)行SISO OTA 測(cè)試的暗室環(huán)境的擴(kuò)展不確定度仍然滿足CTIA 小于2 的要求。

　　3.2.2、信道仿真器特性及信號(hào)漂移

　　作為核心部件，信道仿真器的特性極大地影響著整個(gè)系圖10 廣播電視規(guī)劃院（ABP） 單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)統(tǒng)的不確定度，我們需要知道信道仿真器設(shè)置及輸入信號(hào)對(duì)于輸出信號(hào)的影響程度；同時(shí)，信道仿真器作為一個(gè)有源設(shè)備，取決于內(nèi)部部件的質(zhì)量，其輸出信號(hào)的幅度與相位均可能會(huì)隨環(huán)境（溫度、濕度）發(fā)生不同程度的漂移，如果漂移情況嚴(yán)重，信道仿真器將會(huì)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的不確定度產(chǎn)生影響。

　　我們?cè)趦蓚€(gè)工作日分別做了不同的輸入功率下，一分鐘內(nèi)信號(hào)仿真器的輸出信號(hào)幅度與相位的變化測(cè)試，最惡劣的結(jié)果記錄在表4 中，此外對(duì)兩個(gè)工作日的輸出信號(hào)做橫向比較，以便了解長(zhǎng)期情況下，其信號(hào)的漂移情況。根據(jù)測(cè)試結(jié)果，推薦的操作是：進(jìn)行MIMO OTA 測(cè)試時(shí)，應(yīng)維持基站模擬器的輸入功率不變，根據(jù)信道仿真器設(shè)置，推薦輸入功率的范圍如下：

　　表4、信道仿真器的輸入設(shè)置對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

　?。‥IL-20） ≤INPUT ≤（EIL+CE） （7）

　　也即輸入功率應(yīng)該盡量接近期待功率（EIL），其變化范圍最小應(yīng)大于設(shè)置的期待功率20dB以上，最大則不能比設(shè)置的期待功率的峰均比（CF）更大，否則系統(tǒng)的不確定將增大。對(duì)于信道仿真器的信號(hào)漂移，在符合式（7）的情況下，表5 的測(cè)試結(jié)果證明信道仿真器輸出信號(hào)的幅度漂移不超過0.1dB，相位變化不超過1.5 度，因此我們可以認(rèn)為信道仿真器在整個(gè)測(cè)試過程中是較為穩(wěn)定的。

　　表5、信道仿真器信號(hào)漂移研究（長(zhǎng)期）

　　3.2.3、功率放大器特性及信號(hào)漂移

　　用于補(bǔ)償路徑衰減的功率放大器其通道數(shù)與信道仿真器相同，其特性同樣對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的不確定度產(chǎn)生影響。通常，功率放大器需要有30 分鐘的預(yù)熱時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)，其輸出信號(hào)幅度可能有0.5dB~1dB 的變化，30 分鐘后輸出將趨穩(wěn)，因此我們推薦整個(gè)系統(tǒng)的預(yù)熱時(shí)間一般在30 分鐘，之后再做所有其他的驗(yàn)證或測(cè)試工作。

　　在開始測(cè)試之前，必須獲取功率放大器的線性工作區(qū)間，我們對(duì)所用到的功率放大器進(jìn)行了四個(gè)頻點(diǎn)不同輸入功率的測(cè)試，其增益測(cè)試結(jié)果見圖 12，從圖中可以看出輸入功率大于-30dBm 時(shí)將逐漸進(jìn)入1dB 壓縮點(diǎn)，因此我們所有后續(xù)工作中，將使得功率放大器的輸入功率控制在-30dBm 以下。

　　圖12、功率放大器的增益及線性范圍

　　功率放大器的長(zhǎng)期信號(hào)漂移是描述對(duì)應(yīng)于實(shí)驗(yàn)室在兩個(gè)工作時(shí)段，這決定了實(shí)驗(yàn)室是否能夠在幾周甚至幾個(gè)月時(shí)長(zhǎng)內(nèi)，沿用同一個(gè)校準(zhǔn)數(shù)據(jù)。我們的摸底測(cè)試是在兩個(gè)工作日，對(duì)功率放大器分別重新啟動(dòng)、預(yù)熱30 分鐘之后，輸入設(shè)置統(tǒng)一分別設(shè)置為-40dBm（線性區(qū)間之內(nèi)），測(cè)試功率放大器的六個(gè)通道，在不同的頻率點(diǎn)的輸出信號(hào)幅度與相位的差異值，測(cè)試結(jié)果見圖 13，測(cè)試結(jié)果表明兩次測(cè)試功率放大器最大的信號(hào)幅度漂移可能超過1dB，相位漂移則相對(duì)較小，這意味著系統(tǒng)在不同的工作時(shí)間，測(cè)量不確定可能會(huì)由于功率放大器的信號(hào)漂移而大幅增大，因此我們建議系統(tǒng)應(yīng)該進(jìn)行日常校準(zhǔn)工作，即校準(zhǔn)文件需要經(jīng)常進(jìn)行更新。

　　功率放大器的短期信號(hào)漂移是描述對(duì)應(yīng)于某一次測(cè)試過程中，如40 分鐘，輸出信號(hào)的變化，我們記錄到40 分鐘最大的信號(hào)幅度變化在0.1dB 以下，這證明在同一次測(cè)試過程中，功率放大器的信號(hào)漂移不會(huì)對(duì)系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果產(chǎn)生影響。

　　圖13、功率放大器各通道的信號(hào)漂移（長(zhǎng)期）

　　3.2.4、多探頭之間的耦合情況

　　對(duì)于多探頭系統(tǒng)，天線探頭之間的互相耦合可能會(huì)影響到測(cè)試結(jié)果，這種影響的評(píng)估在尺寸較小的暗室配置中顯得更為重要，在ABP MIMO OTA 單簇法系統(tǒng)中使用到了3 個(gè)雙極化的天線探頭，我們分別對(duì)3 個(gè)天線的兩種極化做了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果見圖14，測(cè)試結(jié)果表明最大的耦合發(fā)生在3 號(hào)天線的垂直與水平極化之間，在1.2GHz 約為-18dB，其他耦合一般小于-30dB。

　　圖14、暗室內(nèi)天線探頭之間及各極化方向的信號(hào)耦合情況

　　3.3、信道模型的驗(yàn)證

　　作為系統(tǒng)信道環(huán)境重建成功與否的重要確認(rèn)，在正式開始測(cè)試之前，無論是何種測(cè)試方法，均應(yīng)當(dāng)對(duì)暗室/ 混響室內(nèi)部的信道模型做一個(gè)完整的驗(yàn)證。廣播電視規(guī)劃院對(duì)單簇模型的信道驗(yàn)證結(jié)果在參考文獻(xiàn)［40］ 中有詳細(xì)的介紹，PDP、多普勒頻移和空間相關(guān)性驗(yàn)證的結(jié)果見圖15、表6 及圖16。

　　圖15、ABP 單簇法信道模型的驗(yàn)證：時(shí)延特性

　　表6、多普勒擴(kuò)展的驗(yàn)證結(jié)果

　　圖16、ABP 單簇法信道模型的驗(yàn)證：空間相關(guān)性

　　3.4、測(cè)試區(qū)域內(nèi)的信號(hào)功率與SIR 驗(yàn)證

　　在目前的MIMO OTA 針對(duì)吞吐量測(cè)試，必須對(duì)測(cè)試區(qū)域內(nèi)的參考測(cè)試信號(hào)功率（RS-EPRE）及SIR 值進(jìn)行驗(yàn)證，否則不同實(shí)驗(yàn)室之間的測(cè)試數(shù)據(jù)無法進(jìn)行統(tǒng)一和比較。參考文獻(xiàn)［41］、［42］、［43］ 中列舉了測(cè)試功率及SIR 的定義和驗(yàn)證方法。

　　廣播電視規(guī)劃院的單簇MIMO OTA 系統(tǒng)的信號(hào)功率與SIR 驗(yàn)證結(jié)果在參考文獻(xiàn)［39］ 中已列舉，摘錄如下：在測(cè)試區(qū)域中的RS-EPRE 的計(jì)算值與實(shí)際測(cè)試值之間差異為-0.34861 dB ；在UMi、UMa/A、UMa/B 信道模型下，測(cè)試區(qū)域中的SIR 目標(biāo)值與實(shí)際測(cè)試值之間的差異分別為-0.28dB，-0.58dB 及-0.47dB。

　　3.5、實(shí)際測(cè)試結(jié)果

　　在CTIA 開展的第二輪比對(duì)測(cè)試當(dāng)中，廣播電視規(guī)劃院利用建立的單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)對(duì)送樣的3 類天線及其終端進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果表明單簇法可以很好地將3 個(gè)終端進(jìn)行區(qū)分，不同的信道模型對(duì)終端吞吐量的影響也清晰可辨（圖17） 。

　　圖17、ABP 單簇法實(shí)測(cè)結(jié)果

　　4、結(jié)束語

　　在本文當(dāng)中，以多探頭方案為主介紹了各種多天線終端的測(cè)試方法，并闡述了信道模型及其驗(yàn)證在多天線終端的性能評(píng)估方案中的重要意義，對(duì)以單簇法為代表的多探頭方案在系統(tǒng)校準(zhǔn)、信道驗(yàn)證、測(cè)試方法等細(xì)節(jié)進(jìn)行了詳細(xì)的論述。

　　中國(guó)的4G 牌照已于2013 年12 月4 日發(fā)放，多天線終端和MIMO 技術(shù)將逐漸成為主流，與此同時(shí)，隨著國(guó)家地面數(shù)字電視的推廣和高清多屏互動(dòng)的應(yīng)用，以802.11ac 為代表的WiFi 多天線技術(shù)也將進(jìn)入普通家庭。在這個(gè)背景下，MIMO OTA 作為保障用戶體驗(yàn)的終端性能評(píng)估方法，其研究和演進(jìn)必然對(duì)整個(gè)無線通信行業(yè)及多天線技術(shù)的發(fā)展產(chǎn)生重要影響。