高速ADC系統(tǒng)中減少數(shù)字反饋

　　模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 輸出頻譜中也有可能觀察到某些數(shù)字反饋的現(xiàn)象，從而導致轉(zhuǎn)換器動態(tài)范圍性能的下降。盡管良好的布局可以幫助減輕耦合回模擬輸入的數(shù)字噪聲的影響，但是這種辦法也許不足以消除數(shù)字反饋這個問題。本文解釋了數(shù)字反饋，并討論了一種新的創(chuàng)新性 ADC，這種 ADC 內(nèi)置了一些功能，在良好設計的布局也許不足以解決問題的情況下，這些功能可用來克服數(shù)字反饋。

　　數(shù)字反饋

　　數(shù)字反饋可能由于容性耦合、地電流或甚至波導動作而產(chǎn)生。即使是非常之小的反饋因素也會在 ADC 輸出頻譜中引起不希望有的音調(diào)。當一個無偏移的 ADC 接收一個 1LSB 量級的非常微弱信號時，這個 ADC 非常像一個具 120dB 增益的放大器：被驅(qū)動的所有輸出將以與輸入信號相同的頻率提供極大的功率。

　　數(shù)字反饋可能發(fā)生在器件級或系統(tǒng)級上。ADC 之前的寬帶增益會加重這種影響。在低信號電平時，數(shù)字反饋可能以增大的奇次諧波形式出現(xiàn)，或者在延遲的反饋作用下改變噪聲層的形狀，或者以某種噪聲層增大的形式出現(xiàn)。積分噪聲性能通常不會受到太大的影響，不過在嚴重的情況下，噪聲層的集中區(qū)域有可能被抬升 20dB 之多。如果有一個碰巧與抬高的噪聲層區(qū)域撞上的窄帶應用，那么這就意味著實實在在的 20dB 量級的信噪比 (SNR) 損失。

　　在低信號電平下，如果失調(diào)電壓很大 (以致代碼不能穿過主要的位邊界)，則數(shù)字反饋被消除。在數(shù)字反饋難以控制的地方，可以考慮故意引入偏移電壓。在高信號電平時，數(shù)字反饋一般在一定程度上被解除了相關性，因此不像在低信號電平時那么明顯。但這時數(shù)字反饋仍然可能在某種程度上降低 SNR。

　　在確定是否發(fā)生數(shù)字反饋的過程中，有意引入或清除失調(diào)電壓的能力可以是一種有效的工具。假如，當存在一個低信號電平時，SNR 在引入失調(diào)電壓的情況下有所改善，則表明正在發(fā)生數(shù)字反饋。

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　　圖 1：嚴重數(shù)字反饋的典型表現(xiàn) (采用 6 級流水線時)

　　圖 1 顯示了相對嚴重的高頻數(shù)字反饋的模擬結果，該情形與我們研究過的客戶的一些布局實例產(chǎn)生的結果非常相像。盡管是以更加嚴重的形式，但是這仍然代表了 ADC 本身的反饋機制。

　　噪聲層的整形與流水線延遲有關。具有偶數(shù)流水線級的 ADC 將在奈奎斯特頻率下產(chǎn)生一個峰值 (而不是這里所觀察到的為零)。如果所關注的頻譜區(qū)域局限于 DC 和 1/4 奈奎斯特 (Nyquist) 頻率之間，您可以認為數(shù)字反饋不是問題。具有一個較大流水線延遲的 ADC 將在這些特性之間呈現(xiàn)較短的時間間隔。

　　進入編碼時鐘的數(shù)字反饋可能產(chǎn)生 2 階和 4 階甚至其他階諧波，但是僅在較高信號電平時才比較明顯。這與以下情況類似：耦合進時鐘的模擬輸入功率會對時鐘進行相位調(diào)制，從而產(chǎn)生 2 階諧波失真。進入放大器或進入非快速穩(wěn)定網(wǎng)絡的較低頻率反饋，可能產(chǎn)生有一些零點、而不是抬高某些區(qū)域的噪聲層，而且可能往往提高靠近 DC 或奈奎斯特頻率的區(qū)域。實際情況也許涉及這些反饋機制中的若干種，這往往會產(chǎn)生更加復雜的噪聲層。

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　　圖 2：進入未實現(xiàn)良好穩(wěn)定網(wǎng)絡中放大的較低頻數(shù)字反饋示例

　　圖 2 僅示出了低頻反饋的一個例子。這種工作特性可能并不穩(wěn)定，因而會產(chǎn)生出現(xiàn)在不同位置的“零”。這些深谷零的位置提供了起因的相關線索，因為它們指示了在頻域中的那些點上產(chǎn)生極小功率的重復圖形。這可被看作是一個精細復雜的弛豫振蕩器，涉及 ADC 之前的增益以及各種延遲 (包括流水線延遲)。一個高階濾波器可以改變這種反饋行為，或者在采用具微秒延遲的 SAW 濾波器的情況下，可以相當有效地控制反饋行為。這種不穩(wěn)定的反饋行為是由熱噪聲和輸入電源激發(fā)的。對多次轉(zhuǎn)換進行平均后，這類反饋行為可以產(chǎn)生相當一致的噪聲層升高。例如，通過在驅(qū)動器放大器下面走數(shù)據(jù)總線，可以產(chǎn)生這類反饋行為。

　　如果選擇了不良的布局，則器件級和系統(tǒng)級上的數(shù)字反饋均會變得更糟。通常，給定的設計似乎將擁有兼顧這方面性能所需的全部特性。長的輸出總線、以低特性阻抗布線以及在接收設備端很重的容性負載所有這一切都導致在輸出級產(chǎn)生更大的脈沖電流。類似地，采用最大的 OVDD (數(shù)字輸出電源電壓) 最大限度地增大了數(shù)字電流。如果降低數(shù)字輸出電壓擺幅，就會相應地降低耦合回模擬電路的數(shù)字噪聲。在電路板底面放置 OVDD 旁路、增大引線電感、大體積電容器、小直徑通孔、厚的電路板、散熱等等所有這一切都增大了電源軌至輸出部分的阻抗，從而增大了跨地回路產(chǎn)生的信號。把 OGND 回接至一個接地不良的焊盤會使情況更糟。所有這些都將在 IC 基片上導致更多的接地反彈。使事情更糟的是，非對稱地處理模擬和時鐘輸入也會導致數(shù)字反饋。對稱地處理這些輸入將保持采樣過程或時鐘接收器的共模抑制，并降低數(shù)字反饋。舉一個不對稱的例子: 將一個大測試焊盤放置在剛好位于ADC 下方的電路板底部的兩個輸入之一上，而將另一個測試焊盤安放于一定距離之外的另一個輸入上，這種做法可以滿足線路內(nèi)測試人員的要求，但這種不對稱性將會損害 ADC 性能。如果您必須提供探測，則把測試焊盤并排放置，使信號走線從中穿過，并在這些元件之后靠近 ADC 的地方布設終端。測試焊盤是無引線的電容器，如果這么用，而不是在不同長度的傳輸線尾端充當起縮短作用的容性組件，那么在 GHz 頻率上也許是有益的。

　　避免將一個輸入布置在電路板頂面，另一個布置在電路板底面，這聽起來也許是顯然的事。除了與高頻行為有關的非對稱，這樣的布置還會拾取布滿電路板走線的兩個平面之間的電位差。

　　甚至不要用層的改變使差分放大器的輸出反向。差分放大器的 + 輸出不必一定驅(qū)動 ADC 的 + 輸入，它們是可互換的。就 AC 應用而言，這一般來說沒有關系。如果確實有關系，那么在驅(qū)動器之前實現(xiàn)。

　　內(nèi)部數(shù)字反饋大部分是一種高頻現(xiàn)象。較低的采樣率往往不那么成問題，除非到負載的距離增大了。如果從負載返回的反射信號在不到 1/2 個時鐘周期內(nèi)消失，那么它們就不會產(chǎn)生數(shù)字反饋。